對(duì)于通常隔離的電源，光耦合器隔離反饋是一種簡單且廉價(jià)的方法。 迄今為止，尚未對(duì)各種連接方法和光耦合器反饋的差異進(jìn)行更詳細(xì)的研究。 另外，在許多情況下，由于對(duì)光耦合器的工作原理了解不足，因此使光耦合器方法感到困惑，這常常導(dǎo)致電路無法正常工作。

       以下為幾種常見的連接方法及其工作方式！

                                               

       通常用于反饋的光耦合器型號(hào)為TLP521，PC817等。以TLP521為例，演示這種類型的光耦合器的特性。
 
       TLP521的初級(jí)側(cè)對(duì)應(yīng)于一個(gè)發(fā)光二極管。次級(jí)三極管電流Ic與初級(jí)二極管電流If的比值稱為光耦合器的電流放大系數(shù)，該系數(shù)隨溫度而變化，并受溫度的強(qiáng)烈影響。用于反饋的光耦合器使用“一次側(cè)電流的變化引起二次側(cè)電流的變化”來實(shí)現(xiàn)反饋。因此，在環(huán)境溫度急劇變化的情況下，增益因數(shù)的溫度漂移相對(duì)較大，因此不應(yīng)通過光耦合器來盡可能多地實(shí)現(xiàn)。另外，在使用這種類型的光耦合器時(shí)，必須注意外圍參數(shù)的設(shè)計(jì)，以便它們在相對(duì)較寬的線性頻帶內(nèi)工作。否則，電路對(duì)工作參數(shù)過于敏感，不利于光耦合器的穩(wěn)定運(yùn)行。

       通常，選擇TL431和TLP521組合以獲得反饋。此時(shí)，TL431的工作原理與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓為2.5V的電壓誤差放大器相同，因此應(yīng)在其1引腳和3引腳之間連接一個(gè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。圖中顯示了用于光耦合器公共反饋的第一種連接方法。在圖中，Vo是芯片的輸出電壓，Vd是芯片的電源電壓。COM信號(hào)連接到芯片的誤差放大器輸出引腳，或者PWM芯片的內(nèi)部電壓誤差放大器（例如UC3525）連接到同相放大器形式，COM信號(hào)連接到其相應(yīng)的同相引腳。請注意，左側(cè)的接地是輸出電壓的接地，右側(cè)的接地是芯片的電源電壓的接地。兩者通過光耦合器隔離。

       圖中所示連接的工作原理如下：隨著輸出電壓的增加，TL431的引腳1的電壓（對(duì)應(yīng)于電壓誤差放大器的反向輸入端）和引腳3的電壓（對(duì)應(yīng)于電壓誤差放大器的輸出引腳）減小。一次電流當(dāng)TLP521光耦合器增加時(shí)，光耦合器另一端的輸出電流Ic增加，電阻R4兩端的壓降增加，Com引腳電壓減小，占空比減小，輸出電壓減小，反之亦然。當(dāng)輸出電壓降低時(shí)，調(diào)整過程相似。

       如圖所示是常用的第二種連接方法。與第一種連接方法的不同之處在于，通過這種連接，光耦合器的第4引腳直接連接到芯片誤差放大器的輸出端子，并且芯片內(nèi)部的電壓誤差放大器必須連接到非反相端，高于反相端。利用運(yùn)算放大器的特性形成-當(dāng)運(yùn)算放大器的輸出電流太大（超過運(yùn)算放大器的電流輸出電容）時(shí)，運(yùn)算放大器的輸出電壓值會(huì)下降。輸出電流越大，輸出電壓下降越多。因此，在使用這種連接方法的電路中，PWM芯片的誤差放大器的兩個(gè)輸入引腳必須連接到固定電勢，并且同一方向端子的電勢必須高于反向端子的電勢。誤差放大器的初始輸出電壓高。

       典型連接分析

       根據(jù)以上分析，下面比較各種典型連接方法的屬性和范圍。在第一種連接方法中，連接到電壓誤差放大器輸出的電壓是通過電阻R4降低外部電壓后獲得的，可以設(shè)置光耦合器由其外部抵抗力隨意決定。根據(jù)先前的分析，電流If的靜態(tài)工作點(diǎn)值約為10 mA，光耦合器的相應(yīng)工作溫度在0到100°C之間變化，并且該值在20到15 mA之間。通常，PWM芯片的三角波幅度不超過3V。因此，選擇電阻R4的大小為670Ω，然后可以將電阻R3的值選擇為560Ω。電阻R1和R2的值分別為27k和4.7k。電阻器R5和電容器C1為3k和10nF。在實(shí)驗(yàn)中，半橋輔助電源的輸出負(fù)載由控制板上的不同控制芯片加上多通道輸出中每個(gè)通道的靜負(fù)載組成，最終實(shí)際功率約為30W。

       實(shí)際如圖所示，在光耦合器的引腳4上測得的電壓（將該電壓與芯片的三角波進(jìn)行比較以確定驅(qū)動(dòng)器的占空比）。相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形如圖所示。驅(qū)動(dòng)波形具有負(fù)張力部分，因?yàn)轫敳亢偷撞抗茯?qū)動(dòng)器均纏繞在驅(qū)動(dòng)器磁環(huán)上。可以看出，控制信號(hào)的脈沖占空因數(shù)相對(duì)較大，約為0.7。

       使用第二種連接方法時(shí)，芯片中電壓誤差放大器的最大電流輸出能力約為3 mA。當(dāng)超過此電流值時(shí)，誤差放大器的最大誤差輸出下降。因此，就此而言，如果電源的穩(wěn)態(tài)功率相對(duì)較大，則電流Ic相對(duì)較小，并且其值只能略大于3 mA，并且Ib約為2 mA。當(dāng)Ib值小時(shí)，Ib的小變化將導(dǎo)致Ic的急劇變化，并且光耦合器的增益將非常大，這將使閉環(huán)網(wǎng)絡(luò)難以穩(wěn)定。當(dāng)電源的穩(wěn)態(tài)占空比相對(duì)較小時(shí)，來自光耦合器引腳4的電壓相對(duì)較小，并且相應(yīng)的電壓誤差放大器的輸出電流也較大，即Ic相對(duì)較大（遠(yuǎn)大于3mA），并且相應(yīng)的Ib也相對(duì)較大。

      類似地，對(duì)于上述半橋輔助電源電路，使用連接方法2代替連接方法1，并且閉環(huán)不穩(wěn)定。用示波器觀察光耦合器4的電壓波形時(shí)，有明顯的振蕩。

實(shí)際上，第二種類型的連接在反激電路中更為常見。這是因?yàn)榉醇る娐吠ǔ；谛士紤]。該電路通常以不連續(xù)模式工作，其占空比相對(duì)應(yīng)于光耦合器電流Ic較小。從以上分析可以看出，閉環(huán)也相對(duì)容易穩(wěn)定。以下是在不連續(xù)模式下運(yùn)行的另一個(gè)實(shí)驗(yàn)性反激電路。實(shí)際測量了來自其光耦合器引腳4的電壓波形。實(shí)際測得的驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形如圖所示，占空比約為0.2。

       因此，在光耦合器反饋設(shè)計(jì)中，除了根據(jù)光耦合器的特性參數(shù)設(shè)置其外圍參數(shù)外，還應(yīng)該知道在不同占空比下選擇反饋方法存在局限性。反饋方法1和3適用于任何占空比，而反饋方法2和4更適用于占空比相對(duì)較小的情況。